变流器负载试验中的能量回馈装置
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电能是人们生活中所必须要的能源，随着科技和社会的进步，用电需求快速提高。然而，许多设备的能量不能双向流动从而造成了电能的浪费，众所周知，能量是守恒的，生活中许多能量往往被转化成不需要甚至有害的热能而被白白浪费掉。因此，能量回馈系统成为充分利用能量的有效方式。如能有效的将再生电能高效的回送到电网中去供应给周边其他装置使用，便能达到能量回馈、节省电能的目的。
一、方案论证
1.逆变控制方案选择
方案一：用硬件产生正弦波和三角波。将正弦波作为基波，三角波作为载波，输入到模拟运放比较器进行比较后输出 SPWM 波，由于三角波和正弦波焦点有任意性,脉冲中心在一个周期内不等距,从而增加了其计算的繁琐性,硬件调频十分困难且不易调试。
方案二：采用专用的 SPWM 集成模块，但电源电压有限制，价格昂贵。
方案三：由带有 PWM 产生功能的单片机利用正弦表扫描法产生 SPWM，驱动逆变电路，此方案控制电路简单，由软件产生的SPWM幅度频率较容易控制，产生的SPWM波质量较好。
综上，采用第三种方案作为本次设计方案。
2 DC/AC变流器拓扑方案的论证和选择
方案一：推挽式。这种方式的逆变器用两个功率管进行驱动，并且两个功率管之间相互共地，它的拓扑结构就是一个方波逆变器，但是这种结构对系统的各个器件的性能参数要求很高，因为电路中会有很高的电压施加在每个元件上。
方案二：半桥式。半桥式电路中只需要两个功率管，电路简单，但电源的利用率低，同时功率管会出现不完全导通的情况，让电路的损耗变很大，并且这种方案需要两种电源供电才能输出交流的信号。
方案三：全桥逆变器。它是由两个半桥式合并而成，这种电路结构已经非常成熟，性能也非常稳定开关电流也很小。在四个功率管中相互交叉的两个功率管同时导通，同一侧臂上下两个功率管轮流导通。这种结构的效率很高、无用信号少，其输出信号非常对称，功率大，供电简单。
综上相比，全桥逆变器中产生的无用波很少，因此比较容易对输出进行滤波，同时在频率低的时候，效率会很高，所以采用第三种方案作为本次设计方案。
3 滤波器方案的论证和选择
方案一：L型滤波器，只需要一个电感，它能够有效地抑制纹波，但对于高频信号的衰减的不是很好，只有当时非常大的电感或者开关频率很高的时候才能够对高频信号进行有效的衰减。
方案二：LC型滤波器，与L型差别就是在L的基础上加入了C组成的低通滤波器，能有效地滤除电路中产生的高频成分以及干扰信号，且LC滤波器的通频带比普通滤波器宽，运行可靠性较高，价格也比较低。
综上比较，第二种方案更适用于本次设计方案，因此采用方案二。
4 连接单元论证和选择
方案一：变流器一（DC-AC）与变流器二(AC-DC)直接相连，电路简单，但是地线会耦合在一起，不能识别高低电位，电流将不会起到作用。
方案二：变流器一（DC-AC）与变流器二(AC-DC)中间加1：1隔离变压器，能有效的避免环流的产生，在使用中过程中虽然会有损耗，但是效率仍然很高可以达到95%。
综上比较，为了使整个系统安全可靠采用第二种方案作为本次设计方案。
5 AC/DC次回路拓扑方案的论证和选择
AC到DC的转换需要整流电路来实现，因为要进行能量回馈，所以AC-DC的输出要与逆变器一输入相连形成回流，因此需要在整流之后加上升压电路。
方案一：由桥式整流和单MOS的Boost升压电路构成变流器二（AC-DC），这种拓扑结构当MOS管处于闭合状态时电流逐渐增加，电流增加将会使二极管上的功耗变很大，电路的效率就会大大降低。
方案二：由桥式整流和同步的Boost升压电路构成变流器二（AC-DC），同步的Boost升压电路中通过两路PWM波控制MOS导通，让两个MOS管轮流导通，使得电路的功耗大大降低，提高了整体效率，方便控制并且整体效率高达95%。
综上比较，为了提高整体的工作效率采用第二个方案作为本次设计方案。
二、系统整体框架
整个系统的设计（如下图2）由直流电源，单相逆变电路、电流电压采样、无源滤波、隔离变压器、整流、BOOST电路、主控电路等组成；其中MOSFET驱动电路选用自带死区的桥式驱动芯片2104进行驱动，采样电路选用高精度电流互感器与LM358高增益运放对交流电进行采样，以低功耗STM32F103单片机作为核心控制模块；全桥逆变器在STM32F103单片机产生的四路SPWM脉冲来控制MOS管的导通和断开来产生单相交流电。SPWM中脉冲的频率等于交流电输出频率。逆变器输出的交流电通过LC低通滤波电路滤除高频信号，最后输出标准的单相正弦交流电，通过对电压电流采样、PI算法实现电流电压校准。整流桥采用全桥整流，隔离变压器将输出的交流信号送入全桥进行整流，再经过BOOST升压电路，使输出电压等于直流电源的供电电压，最后将BOOST输出的直流电送回至单相逆变器的输入端，进行能量回馈。
三、 理论分析与计算
1.单相逆变器关键模块器件的选择
1.在逆变器设计中，一般使用4个N型MOS管来搭建。不用2个N型MOS+2个P型MOS的原因是由于P型MOS管很难做到高耐压大电流，且导通电阻大，相比同性能的MOS管，N型MOS比P型MOS更适合此系统，且便宜很多。
对于NMOS管，当外部给栅极电压大于芯片的Vgs的导通电压时，漏极和源极之间直接导通，如果外部给栅极电压的小于导通电压时，D极和S极之间不导通，因此我们可以将MOS管看成是一个开关由栅极电压来进行控制。
该系统采用N沟道的MOS管IRF3205，因为IRF3205的导通电阻非常的小，且耐压值可达到50V，过电流达到90A，应用的范围非常广，它的效率也很高。
2.驱动芯片 IR2104
IR2104芯片就是一个半桥驱动器，如下图3，在逆变电路中，上下桥臂的MOS管可以使用专用型的IC来进行驱动。当单片机输出一路SPWM波给IR2104的IN，则芯片的高端输出和低端输出将会输出完全正交并且自带死区的的两条SPWM，分别来驱动逆变器的一组MOS开关管，让两个开关管轮流导通。
其中LO的输出电平范围在0--VCC，LO接入NMOS管的栅极完全可以满足下桥臂NMOS管的导通条件，HO的输出通过IR2104S接入的一个自举电容和一个自举二极管来满足NMOS管的导通条件来驱动上桥臂。
3.合理设计滤波电感
由于SPWM波载波频率为20kHz，为滤除载波频率及高次谐波，提高输出THD，将滤波器截止频率设置为fT=750Hz，电容选择Cf=30uf的CBB电容，由截止频率公式：fT=1/2 π倍的根号下Cf*Lf ，算得电感约为1.5mH。当然你也可以设定电感值和电容值，来计算出截止频率，只要满足题目要求即可。考虑到题目对效率的要求，选择EE55型号磁芯，绕线更加紧凑而减少漏感；适当增加电感气隙来免因磁饱和所附加的铜损；采用多股细铜线代替单股粗线来绕制电感，从而降低铜损，减少邻近效应。
四、电路与程序设计
1.三相逆变电路
微电网模拟系统由两个三相逆变器并联构成，作为系统的核心部分，三相逆变电路采用半桥并联结构，完成直流电到三相交流电的转换。两部分三相逆变器电路完全一样，其中一个三相逆变器电路如下图4所示。
2.滤波器的设计
逆变器输出会带有基波的奇数次谐波，我们需要滤除这些谐波或者抑制这些谐波输出。
逆变器输出是作为供电所用，输出电阻要小，所以不用 RC 无源滤波器选择用 LC 无源滤波器 ( 如图 5)。滤波器参数计算：LC 无源低通滤波器是滤除高次谐波分量，使电压输出波形为正弦波。本系统的 SPWM 调制信号为 20K。而输出需要的波最高 100Hz，滤波容易实现。
滤波器截止频率：fT=1/2 π倍的根号下Cf*Lf 设置截止频率f=750Hz ，CCB电容 取 30μF。得电路中 L= 1.5mH，满足滤波器的要求。
3.电压电流采样电路
方法一：电流采样电路选用高增益高精度电流芯片 INA282 与康铜丝采样电阻组合成采样电路对电流进行采样。电压利用 Uo=UR1+UR2( 串联分压 ) 原理直接对电压进行采样，为了使电压采样更精确在分压电阻的输出点接一个电压跟随器，采集跟随器的输出电压。
方法二：采样电路是系统实现反馈控制保证系统稳定的关键部分。具体电路如下图6所示。电压互感器TV1013-1H和电流互感器TA12-200实现了强电与弱电的隔离，同时将三相逆变电路输出的高电压、大电流转换为易于采集的小电压信号，后级3阶有源低通滤波器对互感器输出信号进一步调理后输出给单片机采样。
4 隔离变压器模块
采用隔离变压器的目的是为了保整个系统的安全性能，隔离变压器采用的是电磁感应原理，实现让输入和输出电压的隔离，通过电磁感应实现电压的传递。该系统的设计为了有效的避免逆变器与整流之后的升压电路直接相连，地线耦合在一起将无法识别高低电位的情况，需要次级电路地线不和前级电路地线相连，同时又为了不衰减电路中的电压，因此采用1:1的隔离变压器来实现次级电路中任一根线与前级电路地线地之间没有电位差，前后级没有影响，并且输入与输出的电压损耗很小，提高了使用的安全性。
5 整流模块
采用全桥式同步整流电路。
利用4个整流二极管构成“桥式”电路结构，利用其交替导通来实现整流。如前所述由于整流二极管导通压降的存在，会引起巨大的损耗。若将其中的4个整流二极管全部由通态损耗低的功率MOSFET管代替，即可构成常见的全桥式同步整流电路。具体电路如图19所示。
与二极管桥式整流电路一样，全桥式同步整流电路中的四个功率MOSFET管被分为两组Q1、Q3 和Q2、Q4，由两组PWM波Ho,Lo控制交替导通。Ho,Lo是频率与输入交流电频率相同、占空比为50%的两组PWM信号，可由专用控制IC或微处理器产生。在正半周，Ho为高电平，驱动Q1、Q3导通，Lo为低电平，Q2、Q4关断；在负半周，Ho为低电平，驱动Q1、Q3导通，Lo为高电平，Q2、Q4关断。同时，为避免Q1、Q2或 Q3、Q4两个功率MOSFET管同时导通造成短路而损毁电源。Ho,LO两组PWM信号要加入一定量的死区时间。
上图图20中，采用低损耗N沟道MOSFET替代了全波桥式整流器中的全部4个二极管，以显著地降低功率耗散。同时采用凌力尔特公司的理想二极管桥控制器LT4320，作为控制器产生PWM驱动信号。LT4320可设计用于DC至60Hz电压整流，LT4320开关控制电路通过检测输入交流电压的频率自动输出两组PWM驱动信号，平稳地驱动两个适当的功率MOSFET管导通，同时将另外两个功率MOSFET管保持在关断状态以防止反向电流，实现同步整流。 相比于二极管桥式整流，同步整流的效率提高了接近3个百分点，可以实现接近99%的转换效率，极大地降低了损耗。
6 功率因数校正
为了提高功率因数我们采用UCC28019实现功率因数校正。当然你也可以不使用功率因数校正。直接在滤波之后接一个boost电路。根据要求在输入端加入直流电压由单片机产生一路PWM波，通过2104输出两路互补的PWM波，加载到两个MOS管上，让两个MOS管交替导通，通过改变PWM的占空比来升到理想的电压值（这里的boost电路没有画，看我前面所讲就知道怎么做了）。
五.控制电路与控制程序的设计
系统软件流程图如下图所示。首先软件初始化所有外设，等待按下相应的指令按键，进入模式选择，分别使能SPWM设置模块、逆变频率设置模块，电压电流闭环控制模块等。STM32通过内部ADC采集，及时向单片机回馈电压电流数据，然后通过滤波的算法进行处理。最后根据所选的测量模式在OLED上显示对应的测量结果。
六、实物图
七、结束语
改设计是18年参加全国大学生电子设计大赛的方案的核心部分，其中UCC28019的设计要注意很多地方，或者不采用功率因数校正，加上了更完美。
END
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