【精彩论文】长距离电力线载波通信数字前端技术

‍

长距离电力线载波通信数字前端技术

高鸿坚^1,2, 谢宏伟³, 陆旭³, 刘瑶^1,2, 张力军³, 曹阳³

（1. 国网智能电网研究院有限公司，北京 102209; 2. 国家电网公司电力智能传感技术及应用联合实验室，北京 102209; 3. 国网内蒙古东部电力有限公司，内蒙古 呼和浩特 010020）

摘要：电力线载波通信（PLC）信道不是专门为通信而设计的，因此在PLC信道中通常存在较大的噪声和干扰。通过配置模拟前端（analog front end，AFE）参数可以滤除不同频率的信道噪声和干扰，但这会增加电路设计难度和硬件成本。基于等效复数基带（equivalent complex baseband，ECB）和奈奎斯特加窗技术，提出了一种新的数字前端（digital front end，DFE）结构，接收端加窗技术不仅能够有效地抑制频带外窄带干扰，消除相邻频段PLC系统或无线系统的影响，而且能够降低模拟前端的复杂性，节约设计成本。仿真结果表明：通过奈奎斯特窗，有利于把带内窄带干扰能量集中在较少的子载波上，便于窄带干扰的检测和消除，提高系统的性能。通过现场测试，进一步验证了所提出的数字前端技术的有效性。

引文信息

高鸿坚, 谢宏伟, 陆旭, 等. 长距离电力线载波通信数字前端技术[J]. 中国电力, 2023, 56(3): 128-136.

GAO Hongjian, XIE Hongwei, LU Xu, et al. Digital front end technology for long-distance power line communication[J]. Electric Power, 2023, 56(3): 128-136.

引言配用电通信网是实现配用电智能化的前提^[1-3]，相较于完善的电力骨干通信网，中国配用电通信网发展滞后，特别是在人口稀少、覆盖范围广的D、E类供电区域，很多线路总长在几十甚至上百千米，传输衰减严重，通信覆盖率低，严重制约了智能电网、能源互联网的发展。电力线载波通信（power line communication，PLC）技术是电力通信领域特有的通信方式，具有无须布网、分布广泛的天然优势，已广泛应用于用电信息采集、配电自动化及分布式能源接入等业务^[4-9]。然而，电力线信道环境比较恶劣，在电力线信道中存在着有色背景噪声、脉冲噪声、窄带干扰(包括频带外、频带内窄带干扰)和频率选择性衰减^[10-12]。对此，大量文献提出了多种物理层算法来提高PLC系统的通信可靠性^[13-16]。然而，这些算法主要适用于工作频段预固定的PLC系统，不能保证在不同的应用环境中都具有很高的可靠性。特别是在长距离PLC信道场景下，线路传输衰减将会增加，同时由于存在更多的线路分支，频率选择特性也会更加明显。此外，更长的电缆线路会耦合更多的中短波无线电台信号^[17-18]，如果这些信号频段与PLC系统频段重叠，会干扰PLC系统的正常工作。文献[19-21]提出了根据不同的信道状况调整工作频段的概念，保证了PLC系统的可靠通信。基于此概念的PLC系统是在节点得到信道条件并找到相对“良好”的频率后才确定其工作频段，这让PLC系统在频率利用上更加灵活，但也需要PLC系统物理层支持频带选择。在文献[22]中，作者比较了3种不同的数字结构：经典数字前端（digital front end，DFE）、时域奈奎斯特窗和基于等效复数基带（equivalent complex baseband，ECB）的DFE。目前大多数PLC系统使用的是经典DFE结构，如PRIME和Homeplug。通常发射端采用时域奈奎斯特窗，以减少发射信号的能量泄漏^[23-25]。时域奈奎斯特窗也可以用于接收端，以帮助PLC系统抵抗窄带干扰。但是，发送端和接收端的奈奎斯特窗都无法灵活地调整系统工作频带，只有基于ECB的DFE可以通过更改混频器的中心频率和滤波器的数量来支持频带选择。

本文结合奈奎斯特窗和ECB方法，设计了一种新型数字前端结构，在发射端实现高效率的频谱陷波，有效地抑制发送信号带外能量泄露，在接收端有效抑制窄带干扰能量扩散，有利于带内窄带干扰的检测和消除。同时，通过参数配置，支持信号中心频率的灵活调整和多种带宽选择，从而提高PLC通信可靠性，扩大单跳传输距离。

1  系统模型本节描述了一个基于正交频分复用（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM）的PLC系统，其结构如图1所示，系统参数如表1所示。

图1   PLC系统结构

Fig.1  Transmitter structure of PLC system

表1  系统参数

Table 1  System parameters

在发送端，物理层接收来自MAC层的数据，首先进行卷积操作。之后，通过交织算法降低由信道突发噪声引起的连续比特错误的概率。交织模块的输出经过差分调制后，再映射到OFDM符号的子载波上。每个OFDM符号中20%的子载波用于传输有效信号，分别为1~51、462~512号子载波。低采样率下的基带OFDM符号由长度为512的快速傅立叶逆变换（IFFT）生产，并通过添加循环前缀(cyclic prefix, CP)和循环后缀(cyclic postfix, CP)，插入前导序列，形成一个完整的基带数据帧。基带数据帧经过数字前端提高采样率并搬移到工作频带，最后通过数模转换器(digital to analogue converter，DAC)将数字信号转换成模拟信号。通过配置DFE，可以灵活调整工作频带。系统带宽有6个选项，由表1可知，最大系统带宽为2 MHz，最小系统带宽为31.25 kHz，可在频率为0.1~10.0 MHz时任意配置中心频率。在接收端，则进行相应的反向操作。

2  数字前端结构2.1  发送端DFE

发射端新型DFE结构如图2所示，包括奈奎斯特窗模块、M个可配置的低通插值滤波器和一个中心频率为f_c的混频器。通过IFFT变换，在低采样频率下生成时域基带OFDM符号，然后应用奈奎斯特窗口，使子载波频谱旁瓣迅速下降，既抑制了发送信号的带外能量泄露，也提高了发射信号的陷波效率。一些基于标准的PLC系统，如G3、Homeplug，也通过在发送端进行加窗技术，来实现这一目的^[26-28]。

图2  发射端的DFE结构

Fig.2  DFE structure of the transmitter

加窗原理如图3所示，在时域上将OFDM符号乘以一个系数均为实数的向量，本文称这个向量为窗函数，用来对OFDM符号每个子载波进行频谱塑形^[29]。

图3  发送端与接收端升余弦加窗技术

Fig.3  Nyquist windowing at transmitter and receiver end

图3中蓝色的窗型是发送端的升余弦窗，其滚降系数定义为式中：N₁为循环前/后缀中用于发送端加窗的采样点数；N为IFFT/FFT的长度。在DFE中，所有的低通插值滤波器都相同，每个滤波器的阶数为7，倍频因子为2。加窗后的信号通过M（1≤M≤7）个级联低通插值滤波器，每通过一个插值滤波器，信号采样率变为之前的2倍。通过所有插值滤波器后，采样率与DAC的采样一致，即20 MHz。倍频因子为 R_all=2^M ，因此IFFT的基带采样频率为 f_s=f_AD/R_all=20/2^MMHz ，系统带宽为 B=f_s⋅20%=4/2^MMHz 。如表2所示，插值滤波器的个数M有7种可能的取值，因此系统带宽也有7种不同的配置。

表2  所有可能的系统带宽

Table 2  All possibilities of system bandwidth

文献[22]中经典的DFE结构在IFFT和DAC之间只有一个低通插值滤波器。如果经典DFE系统的带宽和子载波间隔的设置与表2相同，则IFFT的长度由所选择的带宽决定。比如选择带宽B＝31.25 kHz，IFFT的长度达到32768，这在硬件实现中将会消耗很多资源。如果IFFT的长度和带宽与新型DFE结构相同，则子载波间隔将增加2M–1倍，导致子载波数减少。在极端的情况下，只有一个子载波传输数据，此时的系统等效为单载波系统。

图4显示了3种DFE结构中发射信号的频谱。发射信号的中心频率为2 MHz，带宽为31.25 kHz，关闭20个子载波实现频谱陷波，新型DFE中奈奎斯特窗滚降因子为0.15。从图4可以看出，经典DFE结构(蓝色曲线)的发射信号具有较大的带外能量泄漏，其频谱陷波深度仅为–20 dB。基于ECB的DFE通过使用9个级联低通滤波器，改善了带外能量的抑制(绿色曲线)，但是无法改善频谱陷波深度。若要达到红色曲线的陷波效果，则需要关闭更多的子载波，这会降低系统的传输效率。而新型DFE结构(红色曲线)不仅满足高效频谱陷波的需求，而且减少了发送信号的带外泄露。综合考虑频谱陷波效率和频段选择能力，所提出的新型DFE结构要优于经典DFE和基于ECB的DFE。

图4  发射信号的频谱（B=31.25 kHz）

Fig.4  Spectrum of transmitted signals (B=31.25 kHz)

2.2  接收端DFE

接收端新型DFE结构如图5所示，主要包括M级可配置的低通抽取滤波器和一个中心频率为f_c的混频器，其完成与发送端对应模块相反的功能。首先，模拟信号通过ADC转换为数字信号，并通过混频器从高频带移至基带，其中心频率与发射端相同。然后，基带信号通过M个低通抽取滤波器，采样频率降低为1/2M。最后，通过奈奎斯特窗进一步抑制带外干扰和带内扰动。

图5  接收端的DFE结构

Fig.5  The DFE structure at receiver end

在经典DFE或基于ECB的DFE的OFDM系统中，循环前缀/后缀在OFDM解调之前就被丢弃。然而，与相邻OFDM不重叠的保护间隔部分可以来改善解调性能。从图3可知，循环前缀中的后N₅个采样点和循环后缀中的前N₅个采样点，以及OFDM符号中（不含CP）中的2·N₅个采样点（红色曲线）用于接收端升余弦加窗技术。为了避免引入码间干扰（intersymbol interference，ISI），应确保这2·N₅个采样点不受相邻OFDM符号的干扰。前2·N₅和后2·N₅个采样点在FFT持续时间内的振幅通过加窗衰减。因此，窗函数必须满足文献[15]中的时域条件，使子载波保持正交，即式中： w(⋅) 表示时域奈奎斯特窗函数；N为FFT/IFFT的长度。在接收端与OFDM符号相乘后，将循环前缀中的最后N₅个采样点与OFDM符号（不包括循环前/后缀）的最后N₅个采样点相加，将循环后缀中的前N₅个采样点与OFDM符号（不包括循环前/后缀）的前N₅个采样点相加。最后，补偿后的长度为N的采样点序列作为FFT的输入以进行OFDM解调。通过改变N₅，奈奎斯特窗具有不同的滚降因子，其中，滚降因子定义为3  实验分析本节对新型DFE结构在窄带干扰下的误码率（bit error ratio，BER）进行了仿真和评估，并且与经典DFE和基于ECB的DFE进行比较。在仿真中，采用了约束长度为7、编码码率为1/2的卷积码以及标准G3中的交织技术和DQPSK（四相相对相移键控）。此外，还将7bit软判决用于接收端Viterbi译码。3.1  带外干扰情况下的性能

将单音信号作为接收端的输入，且配置接收端带宽B= 2 MHz，中心频率f_c= 3 MHz，加窗滚降因子为0.1。如图6所示，如果单音信号的频率为2~4 MHz，则它的衰减非常有限。与其他2个DFE结构相比，新型DFE结构在该频带内具有最平坦的特性。基于ECB的DFE和新型DFE结构的带外信号抑制大于60 dB，这比传统DFE性能好30 dB左右。

图6  不同数字前端结构的带外干扰抑制情况

Fig.6  Out-of-band suppression with different DFE structures

图7仿真了存在带外干扰时，采用3种不同DFE结构的载波系统丢包率情况，其中带宽和中心频率分别配置为B=2 MHz和f_c=3 MHz。仿真的信道模型中仅包含2个单音信号，它们的幅值一样，频率为f_c±70％·B。与经典DFE结构相比，基于ECB的DFE和新型DFE结构比传统DFE的性能增益好25 dB以上，这也与图6中的带外干扰抑制增益仿真结果对应。

图7  存在带外干扰时的误码率

Fig.7  Bit error ratio in case of out-of-band interference

3.2  带内干扰情况下的性能

接收端加窗技术可以使OFDM子载波旁瓣能量快速下降，防止带内窄带干扰能量扩散到其他子载波上，便于带内窄带干扰检测和消除。图8仿真了接收端加窗技术对频带内窄带干扰的抑制情况，可以看出，第51和52个子载波的功率最大，频带内窄带干扰出现在第51和第52个子载波之间。然而，即使对于第1个和最后1个子载波，在经典DFE和基于ECB的DFE的情况下，单音信号的归一化功率仍然有–20 dB。而在新型DFE中，带内干扰的功率集中在较少的子载波上，特别是滚降系数为0.3时，窄带干扰能量更集中，这有助于窄带干扰的检测和消除。

图8  每个子载波上带内干扰的归一化功率

Fig.8  Normalized power of in-band interference on each subcarrier

图9仿真了存在带内窄带干扰情况下的系统误码率，可以看出，新型DFE结构优于经典DFE和基于ECB的DFE。随着滚降因子的增加，新型DFE结构的性能增益更加显著。当奈奎斯特窗的滚降系数为0.3（紫色曲线）时，新型DFE结构抑制带内干扰的性能比传统DFE和基于ECB的DFE好30 dB左右。

图9  带内干扰时的系统误码率

Fig.9  Bit error ratio in case of in-band interference

4  现场测试

内蒙古东部地区因其特殊地理位置，其下辖4个地市多为农牧区，D、E类供电区域约占70%，其中D类区域线路通信覆盖率约为30%，E类区域线路通信覆盖率仅为5%。因此，选取内蒙古兴安盟右前旗供电公司所属的10 kV明水线路，对所提出的数字前端进行测试验证。如图10所示，选取明水线蛤蟆沟1号台变作为载波头端，780号杆、740号杆、明水线门德沟分线39号杆及537号杆作为载波从站。最远的537号杆距头端（蛤蟆沟1号台变）间隔514个杆，以两杆间距60m计算，距离约为31km。每个点的载波设备通过电容耦合方式将载波信号注入中压线路或从中压线路中提取载波信号。考虑到现场传输距离长，载波设备的发送功率配置成最大模式，即24 dBm。

图10  现场安装设置

Fig.10  Field installation settings

图11是明水线39号杆处的频域噪声，其中蓝色曲线是接收端数字前端输入处的频域噪声，红色曲线是经过数字前端处理后的噪声。在39号杆处，数字前端带宽和中心频率分别配置为B=100 kHz，f_c=270 kHz。可以看出，在30 kHz和150 kHz附近，存在较大的噪声和干扰，通过接收端数字前端处理后，噪声/干扰得到了较大的抑制，平均衰减50 dB左右，与图6中的仿真效果基本一致。

图11  明水线39号杆噪声测试

Fig.11  Measured noise at No.39 Pole of MingShui line

图12是内蒙古东部某地中压线路信道衰减测试图，测试频率为0.5~12.0  MHz。图12 a）测试线路长度为1.8 km，平均地中压线路信道衰减测试，测试频率范围衰减–50 dB，频率选择性不明显；图12 b）测试线路长度为7.4 km，平均衰减–70 dB，7.0~9.0 MHz 频率范围内衰减小于–50 dB，具有明显的频率选择特性。考虑长距离通信高频段信号衰减较大，设置数字前端可配置频段组如表3所示，其中带宽包含50 kHz、100 kHz、200 kHz 3种，中心频率主要集中在低频段（＜500 kHz）。

图12  明水线中压线路衰减测试

Fig.12  Attenuation of MingShui medium-voltage line

表3  现场测试频段配置

Table 3  Band configuration of filed measurement

图13为蒙东超长距线路场景下电力线载波组网示意。780号杆、39号杆以及740号杆载波设备能够与头端设备直接建立连接，其中740号杆/39号杆设备通信带宽为100 kHz，780号杆与头端设备距离较近，通信带宽可达200 kHz。39号杆又作为中继节点，与537号杆的载波设备建立连接，通信带宽为50 kHz。明水线门德沟分线39号与537号杆两点之间距离为498根杆，两杆之间档距约为60 m，两点之间线路距离约为30 km。

图13  超长距线路电力线载波组网示意

Fig.13  Schematic diagram of ultra-long-distance power line communication network

通过现场组网测试，可以看出在D、E类供电区域长距离线路场景下，采用单一频率通信，单跳距离短，组网很难覆盖所有节点设备，需要通过数字前端技术为网络中的设备配置最佳通信频率，以提高单跳通信距离，扩大网络覆盖范围。

5  结论本文结合了ECB方法和奈奎斯特窗函数，提出了一种新型数字前端结构，可以灵活地调整系统带宽和中心频率。一方面，发射端加窗技术减少了发射信号的能量泄漏，并且实现了高效的频谱陷波；另一方面，接收端加窗技术在很大程度上抑制了系统频带外的干扰，提高了频谱利用率，降低模拟前端的复杂性，节约设计成本。仿真结果表明，如果在频域去噪前应用奈奎斯特窗，特别是具有较大滚降因子的奈奎斯特窗，有利于把带内窄带干扰能量集中在较少的子载波上，便于窄带干扰的检测和消除，提高系统的性能。通过蒙东地区的现场测试，进一步验证了本文所提出的数字前端技术的有效性。

（责任编辑　张重实）

作者介绍

高鸿坚（1987—），男，硕士研究生，从事电力通信研究，E-mail：[e-mail];

★

谢宏伟（1977—），男，硕士研究生，从事营销计量研究，E-mail：[e-mail];

★

陆旭（1970—），男，硕士研究生，从事信息通信研究，E-mail：[e-mail];

★

刘瑶（1997—），女，通信作者，硕士研究生，从事信息处理与多媒体技术研究，E-mail：[e-mail].

欢迎点击文后“阅读原文”跳转期刊官网，获取更多信息！

 往期回顾 

编辑：杨彪校对：于静茹审核：方彤

声明

根据国家版权局最新规定，纸媒、网站、微博、微信公众号转载、摘编《中国电力》编辑部的作品，转载时要包含本微信号名称、二维码等关键信息，在文首注明《中国电力》原创。个人请按本微信原文转发、分享。欢迎大家转载分享。